時間：2023-04-01 10:07:14
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關鍵詞：無功功率，諧波，有源濾波，DSP
0.前言
隨著電力電子裝置的廣泛應用,電網中的諧波污染也日益嚴重。另外,許多電力電子裝置的功率因數很低,給電網帶來額外負擔并影響供電質量。可見消除諧波污染并提高功率因數,已成為電力電子技術中的一個重要的研究領域。解決電力電子裝置的諧波污染和低功率因數問題的基本思路有兩條: (1)裝設補償裝置,以補償其諧波和無功功率; (2)對電力電子裝置本身進行改進,使其不產生諧波,且不消耗無功功率,或根據需要對其功率因數進行控制。
1.無功與諧波自動補償裝置的原理
1.1有源電力濾波器的原理
電力濾波器主要包括有源濾波器和無源濾波器,或兩者的混合,即混合濾波器。
有源電力濾波器(APF)根據其與補償對象連接的方式不同,分為并聯型和串聯型兩種,而并聯型濾波器在實際中應用較廣。下面以并聯型有源濾波器為例,介紹其工作原理。論文參考。HPF(High Pass Filter)是由無源元件RLC組成的高通濾波器,其主要作用是濾除逆變器高頻開關動作和非線性負載所產生的高頻分量;負載為諧波源,它產生諧波并消耗無功功率。有源電力濾波器主要由兩部分組成,即指令電流運算電路和補償電流發生電路(PWM信號發生電路、驅動電路和逆變主電路)。指令電流運算電路的作用是檢測出被補償對象中的諧波和無功電流分量,補償電流發生電路的作用是根據指令電流發出補償電流的指令信號,控制逆變主電路發出補償電流。
作為主電路的PWM變流器,在產生補償電流時,主要作為逆變器工作。為了維持直流側電壓基本恒定,需要從電網吸收有功電流,對直流側電容充電時,此時作為整流器工作。它既可以工作在逆變狀態,又可以工作在整流狀態,而這兩種狀態無法嚴格區分。
有源濾波器的基本工作原理是:通過電壓和電流傳感器檢測補償對象(非線性負載)的電壓和電流信號,然后經指令電流運算單元計算出補償電流的指令信號,再經PWM控制信號單元將其轉換為PWM指令,控制逆變器輸出與負載中所產生的諧波或無功電流大小相等、相位相反的補償電流,最終得到期望的電源電流。
1.2無功與諧波自動補償裝置的原理
為適應濾波器要求容量大這一特點,我們采用了有源電力濾波器與無源LC濾波器并聯使用的方式。其基本思想是利用LC濾波器來分擔有源電力濾波器的部分補償任務。由于LC濾波器與有源電力濾波器相比,其優點在于結構簡單、易實現且成本低,而有源電力濾波器的優點是補償性能好。兩者結合同時使用,既可克服有源電力濾波器成本高的缺點,又可使整個系統獲得良好的濾波效果。
在這種方式中,LC濾波器包括多組單調諧濾波器和高通濾波器,承擔了補償大部分諧波和無功的任務,而有源濾波器的作用是改善濾波系統的整體性能,所需要的容量與單獨使用方式相比可大幅度降低。
從理論上講,凡使用LC濾波器均存在與電網阻抗發生諧振的可能,因此在有源電力濾波器與LC濾波器并聯使用方式中,需對有源電力濾波器進行有效控制,以抑制無源濾波器與系統阻抗之間發生諧振。論文參考。
2.無功與諧波自動補償裝置控制系統設計
2.1系統技術指標
(1)適用電源電壓等級: 220 V(AC) , 380V(AC)
(2)有源濾波器補償容量: 50kVA(基波無功);150A(最大瞬時補償電流)
(3)可以控制的無源補償網絡的功率等級: 500kVA。
(4)在無源補償網絡容量范圍內,補償后的電源電流:功率因數高于0. 9,總諧波畸變系數(THD) <5%,三相負載電流的不對稱系數<3%。
(5)可適用的運行環境:室內;溫度-20~
55℃;相對濕度<90%。
2.2有源濾波器控制系統的設計
雙DSP芯片分別采用浮點芯片TMS320VC33和定點芯片TMS320LF2407,以下簡稱為VC33和F2407。對VC33來講,其運算能力很強,主頻最高為75MHz,但片內資源和對外I/O端口較少,邏輯處理能力也較弱,主要用于浮點計算和數據處理;而F2407正好相反,其片外接口資源豐富,I/O端口使用方便,但其精度和速度有一定限制。所以用于數據采集和過程控制。
中央控制器由F2407實現,主要用于①主電路電壓、電流的采集;②四象限變流器的控制;③無源補償控制指令的;④顯示、按鍵控制;⑤與上位機的通訊。兩個DSP芯片通過雙端口RAM完成數據交換。通過這兩個DSP芯片的互補結合,可充分發揮各自的優點,使控制系統達到最佳組合。各相無源補償網絡的控制及電流檢測由各自的控制器完成。各控制器通過光電隔離的RS-485通訊總線與F2407相連。
3.結論
3.1提出了一種新的電力系統諧波與無功功率的綜合動態補償方式,對無功與諧波自動補償裝置主電路和控制系統工作原理進行了分析。
3.2由于電源系統的諧波對應于一個連續的頻譜,投入有源濾波器可以大大改善濾波性能,并能抑制LC電路與電網之間的諧振。有源濾波器的控制系統采用了基于雙DSP結構的全數字化控制平臺。論文參考。
3.3在此項目的實踐中,電力系統的功率因數提高到0.9以上,完全符合此項目合同的技術性能指標。同時使供電網的諧波得到了有效抑制。通過儀器檢測5次、7次等諧波電流幾乎為零值。
【參考文獻】
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關鍵詞：聲表面波濾波器，三次行程信號
發射換能器激發的聲波到達接收叉指換能器時，其中一部分轉變成電信號輸出，成為主信號；另外一部分反射回到發射換能器，此反射回的聲波又經過發射換能器反射到達接收換能器，然后以電信號輸出，該信號比主信號多走兩倍路程，它總共在基片上來回走了三次，所以稱該信號為三次行程信號[1]，如圖1所示三次行程信號由于比主信號多用了兩倍的時間，故在頻域上產生一個相位延遲，它與主信號疊加，使濾波器帶通內產生波紋，所以說三次行程信號是一個干擾信號，要想法消除它。
圖1 三次行程信號與主信號示意圖
為了進一步對三次行程信號進行分析，采用等效電路的分析方法，這里用導納矩陣Y來表示SAW器件，如圖2所示，是阻抗匹配電納，是外電路的輸入、輸出電阻。
圖2 包括外電路的SAWF電路圖圖3 電路簡圖
由圖3得到電路方程： （1）
因為，上式變為：
（2）
所以輸出電壓為：
（3）
可以得到濾波器的頻響表達式：
（4）
其中三次行程信號問題主要是由于項產生的，引起了通帶波紋，表示IDT的聲輻射電導，、t分別表示輸入、輸出IDT的聲輻射電納，k為常數。這些參數都可以從等效電路模型中得到：
（5）
（6）
其中表示等效電路一個周期段的靜電容，為機電耦合系數，由第二章等效電路模型的導納矩陣Yij得到：
（7）
（8）
把式（7）、式（8）代入上式（4）就可以得到SAW濾波器的頻率響應特性，圖1-4給出了用matlab仿真的等效電路模型設計的均勻叉指結構的濾波器的幅頻特性曲線，頻響中不考慮三次行程信號問題（k=0），濾波器的中心頻率為37Mhz；IDT指條數N為255；靜電容CS為10-12F；濾波器的頻如圖4所示，設計的濾波器帶外抑制大于40dB。
圖4 均勻叉指結構的濾波器的幅頻特性曲線（不考慮三次行程信號）
當把三次行程信號考慮在內，計入項對頻響的影響如下圖所示，k分別取1和3時濾波器的頻響分別如圖5和圖6所示，通帶內產生了明顯的波紋，當k=1時，通帶波紋峰峰值為8dB，當k=3時，通帶波紋峰峰值為17dB。
圖5 考慮三次行程信號的濾波器頻響 圖6 考慮三次行程信號的濾波器頻響
（k=1）（k=3）
由上圖5和圖6可以看出，三次行程信號的干擾使通帶內的特性出現起伏波紋，所以在濾波器設計中要考慮三次行程信號對頻響的影響，本論文采用同相位法來抑制三次行程信號，計算發射和接收換能器之間的距離，使得發射波與入射波的相位差180度而相消，如圖7所示。
圖7 抑制三次行程信號的IDT結構
當信號頻率f等于換能器的中心頻率時，得到：
（9）
式中—聲表面波的傳播速度；
—聲表面波的波長。科技論文。
從圖4-18可得到，主信號的傳播時間為：而三次行程信號的傳播時間是主信號傳播時間的3倍：
（10）
式中 K—正整數；
T—聲表面波信號的周期。科技論文。
從式（9）可知，只要成立，那么主信號的相位就等于三次行程的相位，可以達到減少三次行程信號的影響。
從圖7可以得到：
（11）
（12）
（13）
式（10）（11）（12）中——發射換能器和接受換能器之間的距離；
n——叉指電極數目和指間數目之和。科技論文。
將式（11）、式（12）和式（13）代入，得到
（14）
即
（15）
式中 K，n——正整數；
只要發射換能器與接受換能器之間的距離滿足式（15），就可以達到減少三次行程信號的目的。
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關鍵詞:語音活動性檢測;滑動濾波器;有限狀態機;一階差分
中圖分類號:TP391.4文獻標識碼:A文章編號:1009-3044(2009)31-pppp-0c
A Robust VAD Method Using Differential Frame Energy
ZHANG Wei-wei
(School of Electronic and Information Engineering, Lanzhou Jiaotong University, Lanzhou 730070, China)
Abstract: A robust Voice Activity Detect(VAD) algorithm is presented using differential frame energy output.. Moving Average Filter is used to filter the frame energies and get the output compared with pre-decided threshold, based on which the current frame is labeled as speech、noise and transition status. Three sub-status are designed to eliminate the effect of impulse noise and high level stationary noise. First Order Difference of Moving Average Filter is used to get more comformable results in start point and end point detection. Simulation shows that the proposed algorithm outperformes traditional energy-based VAD algorithms and is robust in detecting voice activities under different SNR levels.
Key words: voice activity detect; moving average filter; finite state machine; first order difference
活動性檢測(Voice Activity Detect)又稱端點檢測,在語音信號數字處理當中具有十分重要的作用。包括語音識別、說話人識別與確認、語音合成、語音編解碼等各種應用在內,都離不開語音活動性檢測[1]。對于語音識別以及說話人識別與確認系統而言,如果端點檢測的結果不夠準確,系統的識別性能就得不到保證,另外,如果語音端點檢測的結果過于放松,則會增加過多的靜音部分,造成系統運算量的增加,同時對識別結果也具有負面影響[2]。
傳統的語音活動性檢測方法主要采用語音信號的基本短時參數:短時能量、過零率等。漢語中的濁音部分短時能量和清音部分短時能量在有聲\無聲段的區別明顯。經過大量的實驗,可以統計出短時能量和過零率在有聲段和無聲段的區別,從而設定閾值,決定當前語音幀屬于有聲段還是無聲段[1]。但是,這種方法在噪聲環境中的判別性能有所下降,當信噪比低于一定程度的時候,甚至無法得到正確的判別結果,對于大多數實際應用系統來說,這個問題顯得尤其重要。論文提出了一種噪聲環境下穩健的語音活動性檢測方法,該方法對于不同噪聲水平的環境下的語音活動性檢測具有很好的魯棒性。
1 算法流程
論文算法的系統結構如圖1所示。
1)窗選幀能量:對輸入語音信號進行分幀、加漢明窗,并在一個隊列結構當中保存相鄰的M幀能量作為滑動濾波器的輸入。
2)滑動平均濾波器:常規的M階時域滑動平均濾波器定義為M個采樣的算術平均,
即:
■ (1)
在這里,考慮到在一段時間之內,噪聲信號動態范圍往往沒有語音信號的動態范圍大[5],也就是說,噪聲信號的能量分布相對比較集中,因此,在一段窗選信號范圍內,幀能量間的差距越小,則該段窗選信號屬于噪聲的可能性就越大,由于語音信號的動態范圍比較大(一般在30dB左右),如果一段窗選信號范圍內多數為語音信號,各幀能量的差距會比較大[6]。基于此,我們選擇一個完整周期內具有對稱正負半周的滑動平均濾波器來對窗選幀能量進行濾波。濾波器的具體形式可以有多種選擇,最簡單的形式如圖2所示。具有類似特點的還有正弦函數型滑動平均濾波器、升余弦型滑動平均濾波器等[3],考慮到減小吉布斯效應[4]的要求,本文選擇了論文[7]提出的一種最佳滑動平均濾波器,其形式如圖3所示。
該濾波器的輸入-輸出關系如式2所示,其中A、Ki、S為濾波器的參數。該濾波器對于短時能量序列的輸入輸出具有以下特點:
① 對于一段平緩的短時能量輸入序列,保持零輸出。比如平緩的背景噪聲或者保持平穩能量值的語音,輸出值接近零;
② 對于一段遞增的短時能量輸入序列,輸出值也相應遞增;
③ 對于遞減的短時能量輸入序列,輸出值相應遞減;
■ (2)
假設M幀連續幀能量用Ei來表示,最佳滑動濾波器的參數用fi來表示,i=1,2,…,M,對M幀連續的幀能量進行線性濾波,濾波器的輸出用Fout來表示,得到公式3如下所示:
■(3)
3)求解濾波器輸出一階差分:差分特征作為一種動態特征,能夠更好地反映序列的變
化趨勢,在語音識別應用中,一階差分與二階差分作為動態特征引入特征向量,能夠得到更加穩健的特征向量,從而提高識別率。在論文當中,為了更好地反應濾波器濾波輸出的變化,引入反映濾波器輸出動態變化的一階差分特性,求解當前濾波器加權能量輸出與前一幀濾波器輸出的差值,作為反映濾波器輸出變化的向量。假設濾波器在各個時刻的輸出用向量 A=[a0a1a2…aN]T來表示,其中N為幀數,αi為i時刻的濾波器輸出Fout,則經過差分運算之后的輸出為向量B=[b0b1b2…bN]T,其中: ■(4)
4)三態狀態機:設計一個具有三個狀態的有限狀態機來進行幀狀態的判定。首先,設定每幀存在speech、silence和temp三個狀態,分別表示語音幀、靜音幀和過渡幀,其中temp狀態由三個子狀態組成,各個子狀態之間可以進行有條件地相互跳轉,其作用是在靜音幀向語音幀轉移的過程中,根據設定的條件充分吸收背景噪聲的影響,提高真實的語音幀被正確判決出來的概率。傳統的能量判據在抵抗突發噪聲干擾以及低信噪比環境下語音信號起始點的判定方面性能較差,采用過渡態可以有效地去除高能量平穩噪聲和突發噪聲的影響,在這里,過渡狀態temp的作用相當于一個緩沖狀態,所有從靜音幀到語音幀或者從語音幀到靜音幀的轉移都要首先經過過渡幀,在它的三個子狀態中完成對幀狀態的細判,因此,算法首先有一個簡單能量的判別,該階段能量閾值T1的設置較寬松,其目的是為了剔除掉可能存在的能量值非常小的靜音段,如果某一幀的能量超過了T1,則進入到過渡態temp,圖5給出了過渡態temp中進行細判的狀態轉移圖。首先,在子狀態1判斷當前幀能量與上一幀能量的差值,若該值小于閾值DIF,則認為當前幀可能屬于平穩背景噪聲,繼續停留在子狀態1,若差值大于DIF,則進入子狀態2,在子狀態2中,設置一個參數Duration來表示能量高于T1的連續信號幀數,若該值大于閾值MAX_Dur,則可以認為此段信號不屬于沖擊型突發噪聲,此時進入子狀態3,否則繼續停留在子狀態2。在子狀態3中,定義信號幀的低頻能量為頻率在400Hz以下頻譜分量的能量總和,對于語音信號來說,其低頻能量一般較高,同時低頻能量占總能量的比例要高于大部分噪聲信號,設置低頻能量閾值Elow和能量因子ρ,如果當前信號幀的低頻能量大于Elow并且能量因子同時大于ρ,則判定該幀信號為語音信號,進入狀態speech,如果低頻能量的值較大而能量因子的值不高,則當前幀屬于高能量噪聲的可能性很大,此時返回到過渡態的子狀態1繼續判斷,在過渡態的各個子狀態和speech狀態,如果當前信號幀能量小于T1,則跳轉到silence狀態繼續判斷,為了跟蹤背景噪聲的變化趨勢,如果狀態處于silence的幀數超過一定的數量,則更新原始的能量閾值T1。由此可以看出來,過渡態中的三個子狀態分別起到了消除平穩背景噪聲、突發噪聲和高能量背景噪聲干擾的作用。
各個狀態之間的轉化條件由a~f來表示,下面分別予以介紹:
1) 從temp狀態各個子狀態或者speech狀態跳轉回silence狀態。判斷條件是濾波器輸出bi
2) 從silence狀態進入temp狀態子狀態1。判斷條件是濾波器輸出T1
3) 從temp子狀態1進入temp子狀態2。判斷條件是連續兩幀濾波器輸出的差值大于DIF,否則仍然處于temp子狀態1或者返回silence。
4) 從temp子狀態2進入temp子狀態3。判斷條件是能量大于T1的幀數Duration>MAX_Dur,否則仍然處于temp子狀態2或者返回silence。
5) 從過渡態temp進入有聲態speech。判斷條件是低頻能量大于Elow且能量因子大于ρ,如果低頻能量高于Elow而能量因子小于ρ,則返回到temp子狀態1,否則仍然處于子狀態3或者返回silence。
2 實驗結果
選取一段單通道、8K采樣、16bit量化的wav數據作為純凈語音信號,分別構造5dB和0dB信噪比條件下的兩段語音數據(噪聲類型為零均值、單位方差的白噪聲),實驗數據如圖5所示。選取幀長32ms,幀移16ms,濾波器階數M=25,圖6給出了兩種情況下含噪語音數據各幀的幀能量,可以看出來,僅僅利用傳統的幀能量進行端點判決,判定結果極大地依賴于環境噪聲的水平,判定結果缺乏穩健性。與之對比,圖7給出了使用論文算法得到的兩種情況下的輸出參數,可以看出,在引入了滑動濾波器進行濾波輸出和一階差分運算之后,判定結果受環境噪聲水平變動的影響很小,兩種輸入信噪比情況下輸出參數曲線擬合地很好,算法對于平穩噪聲干擾能夠得到穩健的檢測結果。
為了檢驗論文算法對不同類型突發噪聲干擾的穩定性,在安靜實驗室環境下利用高性能麥克風采集8K采樣、16bit量化的測試噪聲數據庫,其中男性60人,女性24人,包括嘴吹氣聲、鼻子呼氣聲、拍手聲、拍桌子聲、敲桌子聲等,每人每種噪聲重復5遍。針對噪聲庫中的噪聲類型,在純凈語音信號開始之前添加一小段干擾噪聲信號,使用算法進行端點檢測。定義檢測的前后端點位置和人工標注的端點之間的差距都小于5幀時,端點檢測結果正確。表1列出了對于一些平穩噪聲和突發噪聲的實驗結果,可以看出對于拍手、敲桌子等突發型環境噪聲均可以較好地被采用三個子狀態的過渡態吸收掉,同時,對于嘴吹氣、鼻子吹氣等較平穩噪聲的吸收效果也很好。
表1 論文算法對不同類型噪聲的吸收效果
■
3 結論與總結
針對噪聲環境下語音活動性檢測準確性下降的問題,論文提出了一種基于最佳滑動濾波
器的窗選幀信息語音活動性檢測算法,利用最佳滑動濾波器對若干幀能量進行濾波,為了提高濾波結果的穩健性,對濾波所得的能量序列求解一階差分運算,將得到的差分輸出經過一個三態有限狀態機進行決策,利用包含三個子狀態的過渡態充分吸收各種高能量平穩噪聲和常見突發噪聲,從而得到較好的端點檢測結果。仿真結果證明了該算法在不同性噪比條件下進行端點檢測的有效性。同傳統的基于短時參數(短時能量、短時過零率)的端點檢測算法相比,論文算法具有能夠勝任大動態范圍噪聲水平變化條件下進行準確端點檢測的能力,同時對于一些常見的突發噪聲具有較好的吸收作用。此外,論文算法計算量小,非常適合作為語音增強、語音識別系統的高性能端點檢測模塊來使用,具有較大的應用前景。
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關鍵詞：雙頻帶通濾波器 開環諧振腔 耦合諧振腔
中圖分類號：TN713.5 文獻標識碼：A 文章編號：1007-9416（2013）07-0151-01
本世紀以來，在歐美日等國，對于雙頻濾波器的研究與設計一直受到極大的重視，迄今已開發了多種形式的雙頻濾波器，發表了很多論文和研究報告。微波雙頻帶通濾波器，可以同時工作在無線通信兩個不同頻帶。這種濾波器是用一個雙頻單元來處理兩個頻帶的信號。常用的設計方法主要有利用諧振腔結構的高頻寄生通帶，即把諧振腔的基模諧振頻率和它的第一個雜散響應頻率通過合理的耦合設計，分別形成雙頻帶通濾波器的第一和第二通帶。本文論述一種采用耦合諧振腔的雙頻帶通濾波器的分析和設計方法。
1 耦合諧振腔雙頻帶通濾波器原理
雙頻耦合帶通濾波器的等效電路可以看成是兩個單頻段耦合帶通濾波器的疊加，濾波器中的兩個諧振頻率由同一個諧振腔產生，因此諧振腔的個數可以減少一半。并且耦合諧振雙頻段濾波器的輸入輸出都只有一個諧振腔，因此設計需要在同一饋電點同時達到兩個頻段所要求的有載品質因數。濾波器中諧振腔之間的耦合也需要在同一位置同時滿足兩個頻段的設計要求。
設計一個雙頻帶通濾波器，首先要確定其通帶頻率以及帶寬，然后求出諧振腔的各個參數，枝節長度，位置。諧振腔之間的距離可以通過帶寬的需要來調節，在確定了諧振腔的尺寸之后，即要確定抽頭的位置，用以實現頻帶所需的有載品質因數。
2 雙頻帶通濾波器的設計
利用枝節加載的開環諧振腔，采用電耦合結構，設計了一個兩腔的切比雪夫雙頻帶通濾波器。該濾波器的兩個通帶中心頻率為f1=3.0GHz，f2=5.3GHz，帶內波紋0.01dB，3dB相對帶寬分別為FBW1=10%和FBW2=8%。
該濾波器印制于介電常數為2.65，厚度為1mm的介質板上，其結構如圖1所示。濾波器的電耦合系數隨諧振腔的間距S變化的曲線通過軟件Ansoft HFSS仿真得出，如圖2所示。
取θ1=93°，θ2=93°，θs=30°（基于基本諧振模式f1=3GHz得出）即可以實現f2/f1=1.78的頻率比，并通過仿真優化確定其相應參數的尺寸為La=10.5mm，L1=4.2mm，L2=1.6mm。
其中頻率f1和f2處所得到的電耦合系數分別用k1和k2表示，k1和k2的大小表示著諧振腔間的耦合強弱，決定著兩個工作頻率的相對帶寬的大小。由圖2中曲線可知，在同一個間距S處，k1值大于k2值，也就是說，該濾波器的相對帶寬FBW1將大于FBW2。但隨著S的增加，兩條曲線逐漸接近，k1與k2間的差值減小，相對帶寬也趨于接近。
對于兩級切比雪夫濾波器，諧振腔的耦合系數由帶通濾波器的相°對帶寬FBW，切比雪夫低通原型濾波器的元件值g1和g2，對應的頻帶n=1，2。通過計算得到濾波器的兩個頻帶的電耦合系數分別為0.047和0.037，則取間距S=0.7mm。
在確定了諧振腔的尺寸之后，即要確定抽頭的位置，用以實現頻帶所需的有載Qe。經過仿真優化，取饋點位置φ1=72°即可在兩個頻率處都實現良好的阻抗匹配，相應的結構參數Lf=9.1mm，Wf=0.9mm。最終仿真該濾波器所得到的S參數曲線如圖3所示。由圖3可知，兩個3dB通帶分別為2.8-3.2GHz和5.1-5.56GHz，帶內最大插入損耗-0.02dB和-0.07dB具有良好的通帶特性。
改變枝節的長度θs，高次模的諧振頻率也隨之相應改變，即第二個通帶的中心頻率f2將發生偏移。令θs分別為15°，30°和45°，進行仿真分析，所得到的S21曲線如圖7所示。由圖4可知，隨著θs的變長，工作頻率f2明顯向低頻處移動，而基模頻率f1幾乎保持不變，因此可以通過調節枝節的長度來改變頻率比，改變頻率f2的值。
由此可見，應用枝節加載諧振腔可以實現雙頻帶通濾波器的設計，通過調節枝節的長度及位置可實現任意頻率比。
3 結語
本文研究了雙頻耦合諧振帶通濾波器的設計理論，得到了雙頻帶通濾波器中濾波器參數與耦合系數及外部Q值之間的關系。對枝節加載開環諧振腔的特性進行了系統的研究，并利用這些理論和設計方法仿真設計了一個雙頻帶通濾波器，分析了參數變化對其諧振頻率的影響，兩個3dB通帶內最大插入損耗分別為-0.02dB和-0.07dB具有良好的通帶特性。仿真優化結果驗證了該方法設計雙頻帶通濾波器的有效性，證明了這種方法在設計無線通信系統雙頻帶通濾波器的可實用性。
參考文獻
[1]何小明.寬帶通信濾波器工藝開發和應用[N].中國電子報，2002年.
關鍵詞：微波測量；時域；帶通濾波器；實驗教學
中圖分類號：G642.0 文獻標志碼：A 文章編號：1674-9324（2017）17-0271-02
微波測量課程具有較強的理論性和實踐性，目的是使學生掌握現代微波測量的基礎理論和微波測量儀器原理、方法與應用，在科學實驗或生產實踐中能制定合理測試方案，選用合適的測量儀器設備，正確處理測量數據，培養學生實驗和工程應用的方法與操作技能。由于微波測量儀器設備種類繁多，價格昂貴，部分實踐教學側重于演示性實驗，或者由于可供學生使用儀器設備缺乏取消實驗內容。綜合設計型實驗教學內容設計更是缺乏。
鑒于以上幾點，本文提出以腔體濾波器為微波測量課程典型實驗教學對象，開發設計一個綜合性實驗教學課程內容，即通過腔體濾波器的理論計算和實驗調試的小型微波工程設計樣例，使學生掌握矢量網絡分析儀校準技術與操作，矢量網絡分析儀的時域測量技術，微波腔體濾波器的時域調諧技術以及其主要性能指標參數測量，具有很強的綜合性能力訓練特點。
一、基于輸入反射群延遲帶通腔體濾波器調試
現代微波濾波器的設計大多使用網絡綜合法，以衰減、相移函數為基礎，通過網絡綜合理論得到濾波器低通原型電路，然后通過頻率變換函數，將低通原型轉換為低通、高通、帶通、帶阻等各種濾波器電路，最后利用相應的微波結構來實現集總元件原型中的各元件。這種設計方法，計算相對簡單，有較好的近似度，且能導出最佳設計。由于濾波器中心頻點的反射群延遲可以通過低通原型、LC帶通結構以及耦合系數得到簡便的顯式表達式，相對而言，其理論設計與調試過程簡便清晰。
本實驗中需要通過濾波器反射群延遲時間來進行濾波器性能調試，因此首先要對矢量網絡分析儀進行單端口校準；待濾波器調諧螺釘調試完畢后，再進行矢量網絡分析儀的全二端口校準，完成濾波器各項性能指標測試。
本實驗中所調試的濾波器為S波段5階腔體濾波器，設計中心頻率2.45GHz，帶寬100MHz，插損小于1dB，2.05GHz、2.85GHz抑制度大于80dB。濾波器各階反射群延遲如表1所示（S11=-21dB），具體計算過程參考文獻[3]。實驗中逐級調試各級調諧螺釘深度，使得濾波器在中心頻點處反射群延遲時間盡可能與表1計算數據接近，之后將調諧螺釘鎖定；所有調諧螺釘鎖定后，將矢網進行全二端口校準后即可進行濾波器各項指標測量。
二、實驗步驟
首先進行矢量網絡分析儀的單端口校準，為濾波器調試進行準備。完成單端口校準并將顯示設定為群延時后，按如下步驟進行腔體濾波器調試：
1.將濾波器所有調諧螺釘鎖定螺母松開，將調諧螺釘旋入腔體與諧振桿保持良好接觸即可，即各諧振腔短路。
2.將梳狀濾波器一端接入port1電纜端口，將第一個調諧螺釘逐漸旋出，直至屏幕上中心頻點處顯示群延遲時間為如表1第1欄數據，并用螺母將第一個調諧螺釘位置固定。
3.將第二個調諧螺釘逐漸旋出，直至屏幕上中心頻點處顯示群延遲時間為如表1第2欄數據用螺母將第二個調諧螺釘位置固定。
4.依次將所有調諧螺釘調整合適及螺母鎖定；腔體濾波器調諧完畢，準備好下一步性能指標測試。
S波段腔體濾波器調諧完成后，為全面獲得濾波器的S參數，網絡分析儀需要進行全二端口校準，將調試好的濾波器接入矢網測試電纜端口，首先測試S21曲線，按[Marker]選擇讀數S21曲線-1dB上下兩個頻點，獲取1dB帶寬數據；讀取2.05GHz和2.85GHz頻點S21數據，獲得這兩個頻點帶外抑制度；導出測量數據；其次，測試S11曲線，按[Format][SWR]，讀取帶寬內駐波數據；導出駐波測量數據。
三、實驗數據及結果分析
腔體濾波器矢量網絡分析儀調試時獲得的各階反射群延遲測量波形如圖1―圖3。
矢量網絡分析儀測試得到S21曲線以及帶寬、插損、帶外抑制度參數如圖4所示，該濾波器1dB帶寬為104MHz，帶內插損小于1dB，滿足設計要求；在2.05GHz和2.85GHz處帶外抑制度分別88dB和96dB，滿足大于80dB設計要求。
四、結論
通過本實驗，可以使學生掌握矢量網絡分析儀單端口、全二端口校史椒ê筒僮韃街瑁深刻了解矢量網絡分析儀的時域測量功能，理解掌握微波濾波器常見性能指標參數意義及測量方法。
參考文獻：
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【關鍵詞】超寬帶；帶通濾波器；枝節加載；阻帶抑制
1.引言
自2002年美國聯邦通訊委員會（FCC）批準把3.1GHz到10.6GHz之間的頻段分配給超寬帶通信系統使用[1]以來，小型化，高性能已經成為了超寬帶無線通信系統的必然趨勢[2-5]。文獻[2]中首次提出了基于多模諧振器的超寬帶濾波器設計方法。文獻[3]中為了改善這種基于多模結構超寬帶濾波器的高阻帶特性，采用了多枝節加載的諧振器結構。此外，為了提高超寬帶濾波器的選擇性，在文獻[4]中提出了一種階梯阻抗枝節加載的諧振器結構。
本文提出了一種具有新的枝節加載諧振器結構超寬帶濾波器。結構為使用圓形開路階躍短截線為中心枝節，通過圓形諧振器控制奇偶模式的分布；通過短路和開路枝節控制帶外抑制。該濾波器具有小尺寸，良好選擇性等優點，為設計新型的超寬帶濾波器提供了新的思路。
2.超寬帶濾波器的結構
由文獻[6]中首次使用圓形開路階躍短截線單元進行超寬帶濾波器的設計。在文獻中可以知道這種單元具有低通特性，并且其截止頻率會隨著半徑R的增大而減小，邊緣響應也隨之變得都陡峭。這樣，我們可以使用加載其他枝節引入傳輸零點的方法得到好的阻帶特性。
圖1為所設計超寬帶濾波器的整體結構。整體電路左右對稱，使用介電常數為10.2，厚度為1.27mm的Roger RT/duroid6010介質基板，端口阻抗為50Ohm。考慮的制作工藝的難易度和可行性，所有微帶間縫隙寬度不小于0.1mm，且金屬化過孔的半徑不小于0.1mm。
這里和為枝節的特性阻抗以及電長度。當分別等于0o，90o，180o的時候，分別等于0，，0，分別等于，0，。由此可以得到，當超寬帶濾波器的中心頻率的的時候，由短路枝節可以得到兩個傳輸零點，并且能提高濾波器的選擇性。而又由于開路枝節的存在，當開路枝節的電長度等于帶外頻率抑制點的1/4波長的時候，能夠提高帶外阻帶的性能。在這篇文章里，我們設置帶外抑制頻率點為15GHz。
通過以上的分析，一個新型的枝節加載超寬帶濾波器就可以得到，電路的初始尺寸也可以由上述分析得到，最后使用HFSS進行仿真和優化。
3.仿真結果與分析
通過HFSS仿真得到的仿真曲線如圖3所示。從圖中可以看出，濾波器測試帶寬為3.18GHz到10.46GHz，且通帶兩端具有較好選擇性，插入損耗小于0.25dB，帶內時延平坦，其20dB阻帶抑制范圍可以達到15GHz，從而驗證了設計的有效性。此外該濾波器結構緊湊，物理尺寸為16.6mm×13mm。
4.結論
本文提出了一種新的枝節加載諧振器的設計思路并分別設計了一種新型的超寬帶濾波器。經過仿真驗證，表明該濾波器具有結構緊湊、帶寬寬、帶外抑制良好等優點。
參考文獻
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[3]R.Li and L.Zhu，“Compact UWB bandpass filter using stub-loaded multiple-mode resonator，”IEEE Microwave.Wireless Components Letters，vol.17，vo.1，pp.40-42，2007.
[4]Q.X.Chu and X.K.Tian，“Design of UWB bandpass filter using stepped-impedance stub loaded resonator，”IEEE Microwave Wireless Components Letters，vol.20，no.9，pp.501-503，2010.
關鍵詞： 頻率測量； 聲表面波； 傳感器； 中界頻率
中圖分類號： TN911?34； TP212.9 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2015）08?0136?03
Study on a new method of frequency measurement based on SAW sensor
MA Hui?cheng
（Science and Technology Department， Xi’an Innovation College， Yan’an University， Xi’an 710100， China）
Abstract： The shortcomings of the traditional frequency measuring methods are discussed in this paper. A new method of frequency measurement based on SAW sensor and a measuring circuit are designed. The frequency is preselected by SAW band?pass filter. The signal which is higher than intermediate frequency is measured by the method of frequency measurement and period measurement for others. The hardware circuit is composed of high speed digital devices. The system has high accuracy and is worth to spread.
Keywords： frequency measurement； SAW； sensor； intermediate frequency
傳統的頻率測量是利用頻率計數電路[1]，在規定的時間內對頻率信號進行計數，這個規定的時間就是閘門時間，閘門時間是由雙穩態電路提供的。測得的頻率數值[fx]，是在閘門時間[Tg]內對脈沖的計數值[Nx]與閘門時間[Tg]的比值，即[fx=NxTg]。當頻率計正常運轉時，被計數的信號脈沖首先通過閘門然后輸入計數器，一般狀況下，閘門的打開與閉合與計數脈沖在端口輸入的時間是不同的。因此在相同的閘門時間里，頻率計數器對相同的脈沖信號計數時，最終的顯示值是不一樣的，即有可能產生[±1]個脈沖誤差值[2]。[Nx]會產生誤差，[Tg]也會產生誤差，這些誤差的疊加就構成了實際的測頻誤差。利用晶振來產生基準時間信號[Tg]，方法是晶振的輸出信號[fb]通過[n]級10分頻電路，即[Tg=10n×1fb]。所以，[fx=Nx/Tg=Nx×][fb10n]。最終測頻法的相對誤差[dfxfx]為：
[dfxfx=dNxNx+dfbfb] （1）
[δf=δN+δ0] （2）
式中：[δN=dNxNx=±1Nx]是示值的相對誤差，也叫量化誤差；[δf=dfxfx]是被測頻率信號的相對誤差；[δ0=df0f0]是晶體振蕩器的頻率準確度，可以用來表示頻率信號的穩定程度。
由式（2）可得，，被測頻率的相對誤差由兩方面內容構成。即系統石英晶體振蕩器的頻率穩定度和量化誤差組成。量化誤差與兩個因素相關：被測信號的頻率值得上下限和雙穩態電路的輸出閘門時間。在某一頻率[fx]的值不變的情況下，閘門時間[Tg]越大，誤差值越小，閘門時間[Tg]越短，誤差值越大。如果取閘門時間[Tg]為某一定值時，測量值[fx]越大，誤差越小，測量值[fx]越小，誤差就越大。在檢測過程中就會出現頻率值較低的信號測量精度較低，頻率值較高的信號測量值較高的情況。系統的測頻結果與頻率信號的高低有直接關系。為了避免出現以上的情況，本文設計了一種利用表面聲波器件的新式測頻法。
1 新型測頻法原理
外界的物理量可以影響聲表面波（Surface Acoustic Wave，SAW）[3]傳感器輸出頻率的數值。表面聲波傳感器的固有頻率達到了百兆Hz量級，這個頻率太高，因此很難被頻率計精準測量，只有通過成比例的降低頻率才能精準測量。本文的被測量是表面聲波傳感器在進行了差動結構的改進之后輸出的頻率。這個頻率在經過混頻電路之后就處于0～1 MHz之間。這個頻率范圍是可以精準測量的。為了在頻率的兩端都有較高的測量精度和較低的測量誤差，本文設計了利用表面聲波帶通濾波器的新式頻率測量方法。帶通濾波器對于通過的信號有較強的選擇能力，只有信號的頻率在通頻帶內的信號才能無失真的通過。在此可以按照頻率的高低來設計兩個聲表面帶通濾波器，設計方式主要是在插指換能器的密度上按事先計算的結果來排成不同的密度，聲波在諧振腔內的振動頻率由于換能器的密度不同而不同。這樣最終輸出的頻率就根據插指的密度不同而不同，整個系統只要2個帶通濾波器就可以了。將來如果想要實現精度更高的系統，可以考慮多個帶通濾波器的情況，這樣帶通濾波器的設計難度會增加。
頻率信號的測量方式有兩類，高頻段可以測頻以及低頻段可以測周期。至于何時測頻以及何時測周期則要看測量儀器的中界頻率 的窄脈沖，以此脈沖觸發雙穩態電路1，從雙穩態電路的輸出端即得到所需要的寬度為基準時間的值可以推算出外界加速度的大小。同理，當[f1
2 分頻、計數以及顯示模塊的設計
被測信號的頻率介于0～1 MHz，相對數字電路器件來說信號的頻率稍高。電路各個元器件都有傳輸延遲的現象，高頻信號在測量中就會產生一些誤差，這些誤差體現在計數環節，譯碼環節及數碼顯示環節上。利用D觸發器具有分頻的特性，在正式測量前對信號進行降頻，這樣可以得到一個頻率相對較低的信號。這樣的信號在后續的測量過程中不會帶有太大的誤差。
圖2是后續電路，包括顯示、分頻和計數3個環節。頻率降低的原理是通過D觸發器對輸入被測信號首先進行兩分頻，這樣可以得到輸入信號頻率一半的被測信號。電路的結構是把D觸發器的端口[Q]與D觸發器的置位端口D直接連接從而構成兩分頻電路。觸發器輸出端的輸出信號再送到10進制計數器74LS192D的UP端口，這個信號的頻率很高達到了1 MHz，所以必須用6個數碼管來顯示被測結果。低位計數器的C0端口和高一位的UP端口連接，這樣就可以顯示6位10進制數字。電路圖里J1的功能是對數碼管進行清零操作，以保證測量開始時數碼管都顯示0。整體電路如圖2所示。3 試驗結果及精度分析
利用Multisim 10軟件對測頻電路進行分析。分析過程為選取1 MHz的標準信號，首先進行2分頻，整體電路里的頻率計XFC1對上述信號進行測量，顯示示值為500 kHz。使用軟件自帶的示波器對兩路信號進行觀測， 由圖3、圖4可得2分頻后的信號頻率約為被測信號頻率的一半。測試數據證明所設計的兩分頻電路滿足測量的要求。從表1可以看出，系統在測量時在低頻段的誤差幾乎為0，只有在高頻段才出現了誤差。信號源輸出的頻率為500 kHz時，系統的測量頻率為499 kHz，絕對誤差是1 Hz。信號源輸出的頻率為1 000 kHz時，系統的測量頻率為997 kHz，絕對誤差是3 Hz。
4 結 語
頻率的測量在科學研究工業生產的各個方面都具有很重要的作用，能否得到一個準確的頻率值往往決定了一個檢測系統的優劣。例如：現代很多傳感器輸出的信號具有準數字化特征，這個特征就是信號不用進行模/數轉換就可以直接輸入測量系統進行測量，電路的結構得以簡化，但是這個頻率信號的測量誤差是個難以解決的問題，傳統的測頻法無法解決在頻率的上、下限處測量時產生的較大誤差。本文提出的基于頻率選擇的測頻 本文由wWW. DyLw.NeT提供，第一 論 文 網專業寫作教育教學論文和畢業論文以及服務，歡迎光臨DyLW.neT法在誤差控制上得到了提高，但是還有一些問題尚需解決，例如下一步可以考慮測量理論的具體實現。利用智能系統實現新型頻率測量方法，首先要考慮選用哪種芯片，在電路中還要選取具體的雙穩態電路和相應的觸發器。電路中的濾波與放大電路也要設計合理，只有所有的因素滿足系統的需要，整個系統才能體現出設計目標。
圖4 雙通道示波器顯示圖
表1 試驗數據
參考文獻
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論文關鍵詞：距離保護,濾波器,算法,仿真
電力系統繼電保護是保障電力系統安全運行的關鍵。其中輸電線路距離保護是一種理論性較強的保護，由于距離測量是判斷線路故障位置的一種較好的定量測量方式，所以距離保護是線路保護中重要的保護裝置。即使在超高壓輸電線的繼電保護系統中，距離保護仍是一種不可替代的后備保護。
在微機保護時代，人們可以根據實際情況在眾多的保護方案和算法中做出選擇，不僅要適應繼電保護選擇性、快速性、靈敏性和可靠性等要求，而且還要適應精簡性、自適應性等新要求。
距離保護適用的數字濾波器和阻抗算法有很多。數字濾波器有差分濾波器、加法濾波器、積分濾波器等。阻抗算法有倒數算法、半周積分算法、傅里葉算法等。這些算法各有優缺點和使用的條件。本文就Tukey數字低通濾波器和R-L模型算法進行仿真與研究，并分析其穩定性和實用性。
1 Tukey數字低通濾波器及R-L模型算法
Tukey低通濾波器具有較短的暫態時延，所以在微機距離保護中得到了應用。所設計的Tukey數字低通濾波器的差分方程為：
（1）
輸電線路距離保護R-L模型算法：對于一般的輸電線路，在短路情況下，線路分布電容產生的影響主要變現為高頻分量，采用低通濾波器將高頻分量濾除，就可以忽略線路分布電容的影響，因此，輸電線路等效為R-L模型。
（2）
2 算法的穩定性分析
實質就是分析R1和L1的計算公式會不會出現的情況。當在出口附近短路時，分子將趨近于0，因此，如果分母出現兩個非常接近的數相減，就會出現的情況，從而導致算式的不穩定，出現很大的誤差。為便于分析，假設電流和電流的導數都是正弦的，即：
上式中：為時刻電流的相角，為電流的導數超前電流的角度，為滯后的角度。
（3）
同理可求得：
（4）
（5）
式中，為電壓超前電流的角度
對分母的分析
從（1）式可以看出：分母的值與時刻電流的相角無關；在相間短路時，電流的導數總是超前于電流，即，帶入（1）式可得：
（6）
因此，越接近，分母的值越大，當時，，，有：
上式與兩點乘積算法一樣。因此，為了提高分母的數值，以便提高算法的穩定性，常采用長數據窗算法。
對電感計算公式的分析
電感L的計算公式中的分子為：
當金屬性短路時，，因此上式同分母一樣，其值與無關。
對電阻計算公式的分析
電阻R的計算公式中的分子為：
當金屬短路時，很小，可能出現兩個相近的數相減。因此，電阻分量的計算相對誤差一般要比電抗分量的誤差大。
3 數字低通濾波器及解微分方程算法仿真
3.1建立電力系統仿真模型
在Matlab環境下建立一個簡單500kv電力系統暫態模型，見圖1，其主要包括雙端三相電源、輸電線路和故障點模塊，用其可以完成電力系統的運行及其各種短路故障仿真。
其中，把線路參數設置為典型的架空線路，MN端長342km，NR端長352km，在MN線路距離M側42km處發生三相短路故障。 輸電線路參數：
正序：
負序：
，。
線路對地正序電容：，線路對地零序電容：
M、N側等值系統的參數為：，
圖1電力系統暫態仿真模型
三相故障模塊被設置為三相短路故障，暫態仿真時間為0.1s開始故障，0.2s結束故障，采樣時間
3.2 Tukey數字低通濾波器濾波仿真
未經過Tukey數字低通濾波器濾波的波形如下：
圖2 MN故障線路N端電壓電流波形圖
圖3給出了前面例子中N側電壓電流經Tukey低通濾波處理后的波形。可見，經過低通濾波后，N側電壓電流信號中的高次諧波被濾掉了，與圖2比較波形平滑了許多。
圖3MN故障線路N端電壓電流經Tukey低通濾波后的波形圖
3.3 R-L模型算法仿真
圖4仿真出濾波后線路阻抗的變化圖，橫軸是采樣時間，縱軸是r(t)和x(t)。
圖4 濾波后線路阻抗動態特性圖
從圖4可以看出，經過Tukey數字低通濾波器濾波后，可以忽略線路分布電容的充放電效應。
從圖5可以看出，阻抗動作軌跡進入了方向阻抗圓內，繼電器動作。
圖5方向阻抗圓與阻抗動作軌跡
4 總結
解微分方程算法僅用于計算線路阻抗，應用于距離保護中，且不受電網頻率變化的影響不需要濾波非周期分量。缺點是具有分布電容的長線路，將對算法產生誤差。故在使用解微分方程算法時，前段加上Tukey數字低通濾波器，可以將高頻分量濾除，忽略線路分布電容的影響，對輸電線路距離保護來說，Tukey數字低通濾波器和解微分方程算法配合是個很實用和穩定的方案。
參考文獻：
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